降压转换器无疑是低功率系统中最普遍使用的开关电源拓扑，它提供的输出电压低于输入电压。尽管其标准形式的输入级和输出级之间没有电流隔离，但该拓扑非常适合添加一个或多个电流隔离的电压轨，正如隔离通信接口和栅极驱动系统等应用中所需要的那样。

在此，相对于反激式或推挽式等其他拓扑，降压解决方案是一种简单且具有成本效益的替代方案，尤其适用于15 W以下的低功率级别。然而，与主要非隔离输出不同，所添加的“次级”电压轨并不直接受调节。因此，需要采取适当的设计措施，以防止它们在整个工作条件范围内显著偏离其目标电平。

本文从分析拓扑结构及其工作原理入手，识别影响隔离/次级输出电压的因素，并提供设计指导以最大限度地减少其变化，所有内容均有实际测量数据支持。

在降压转换器中添加隔离输出

同步降压转换器的功率级如图1灰色高亮部分所示。考虑到“理想”元件，驱动控制晶体管(Q1)的PWM信号的占空比(D)决定了转换器的输出电压(VOP)，如下所示：

图1

关于电感(L1)，在Q1导通期间(∆tON)其端子两端的电压对应于输入电压与输出电压之差：

在大多数应用中，输入电压并非固定，而是在设定范围内变化，因此导通期间电感两端的电压也会变化。在Q1关断时间(∆tOFF)内，电感两端的电压极性改变，其绝对值等于输出电压(忽略寄生压降)：

与输入电压不同，在稳态运行中，输出电压通过闭环反馈控制回路保持固定，并且基于公式3，∆tOFF期间的电感电压亦是如此。因此，如果增加一个绕组(L2)，使其与L1磁耦合且匝数相同，那么通过变压器作用，在关断时间内，VOP也会出现在L2两端。通过向第二个绕组(次级)添加一个峰值整流电路(二极管和电容器)，如图1蓝色高亮所示，二极管将仅在∆tOFF期间正向偏置，并且VOP也会出现在次级负载(RLS)两端(忽略D1压降)。

图2

次级/隔离输出电压设定为：

其中 'n' 是次级与初级绕组之间的匝数比：

请注意，通过简单地调整耦合绕组的匝数比，VOS可以设置为高于或低于VOP。

图3显示了在以下规格参数下测得的波形：初级绕组电流(IP - 紫色)、次级绕组电流(IS - 金色)和开关节点电压(VSW - 蓝色)。规格为：VOP = 5 V, D = 0.5, IOP = 0.1 A, IOS = 0.3 A, FSW = 350 kHz，并使用了一个n=1、22 µH的耦合电感器。在∆tON期间，IS为零，初级绕组电流以近似一阶斜率上升，与标准降压转换器类似。净能量存储在磁芯气隙和COP中，而在次级侧，COS为RLS供电。

图3

在∆tOFF期间，D1导通，能量(之前在导通时间内存储)从初级侧传输到次级侧。其中一部分能量来自耦合电感器的磁场，而其余部分则存储在初级输出电容(COP)的电场中。由于发生“变压器作用”，初级和次级绕组上存在电流“反射”。关断时间内绕组电流的波形取决于转换器的工作条件(尤其是关断时间窗口的持续时间)以及元件的寄生参数，因此，若规格和元件选择与本示例不同，其波形可能与图3所示的波形有所差异。对此的分析超出了本文的范围，但可参考文献[1]获取更多详细信息。

隔离输出电压变化分析

与由降压转换器控制系统严格调节的VOP不同，VOS仅是“间接”调节。在无寄生元件的理想元件情况下，VOS将是VOP的完美缩放版本。但实际上，元件寄生参数上的压降，以及初级和次级负载电流等工作条件，都将决定出现在次级负载上的最终输出电压。

在分析VOS的稳压性能时，必须考虑能量从初级传输到次级的关断时间间隔。图4(上部)显示了在∆tOFF期间(n=1)的等效电路以及主要元件的寄生参数。这些包括低边mosfet的导通电阻(RDS)、初级绕组电阻(RP)、次级绕组电阻(RS)以及折算到次级侧的变压器漏电感(Lk)。此外，还包含了二极管上的非线性正向压降(Vf)，因为它对VOS有很大影响。

图4

这些元件在∆tOFF期间的平均压降将决定隔离输出的最终电压，如下所示：

计算时，考虑了关断时间内初级(IP_OFF)和次级(IS_OFF)绕组的平均电流水平(图4下部)，其计算如下：

寄生电阻元件上的各个电压降如下：

从公式8中注意到，IS_OFF始终为正，因此次级侧的压降将总是导致VOS低于关断期间次级绕组反射电压(VL2_OFF)。与此相反，对于设定的占空比，IP_OFF可能为正或负，具体取决于初级和次级负载电流的比较情况(公式7)。如果IP_OFF为正，初级侧的电阻压降将使初级绕组两端电压(VL1_OFF)(通过'n'缩比反射到次级绕组)高于VOP。这可能有助于抵消次级侧压降的影响，减少VOS与其目标电平的偏差。

关于输出二极管，其在关断期间的平均正向电压可以直接从其数据手册给出的I-V曲线中得出，如下所示：

在∆tOFF期间发生的所有寄生压降中，最难以精确计算的是与漏电感相关的那部分。然而，可以进行近似处理并得到一个表达式，有助于定性地理解其对其他参数的依赖性。

漏电感两端的瞬时电压为：

其在关断期间的平均压降近似如下：

在公式14中，∆IOFF是关断时间窗口开始和结束时次级绕组电流的差值。

考虑到关断时间内次级绕组电流波形以近似一阶斜率增加的情况(适用于∆tOFF很短、LK很高和/或IOS很高的情况)，可以做以下近似：

公式15的结果表明，关断期间漏电感上的净压降随着隔离负载电流、占空比、开关频率以及漏电感值本身的增加而增加。请注意，这是唯一受开关频率影响的电压降。

设计指南

基于此分析，应考虑以下设计指南，以最大限度地减少隔离输出电压偏离其目标电平的程度：

低开关频率

低占空比

Q1的低导通电阻

耦合电感的低绕组电阻

耦合电感的低漏电感(即高耦合系数)

输出二极管的低正向压降(即肖特基型)

根据以上考虑，低开关频率以及合适的二极管和耦合电感选择是设计者可以更容易控制的。如果不使用非隔离输出且输入电压范围不是很宽，则占空比也可以自由设置为较低的值。相比之下，RDS的选择更为有限，因为在这种低输出功率级别的拓扑中，通常使用集成晶体管的有限范围的转换器IC，以保持解决方案的尺寸和成本较低。

实验结果

为确认上述设计指南，在实际的转换器原型上进行了测量。

图5中的实验结果显示，对于以下规格，较高的开关频率对隔离输出电压产生负面影响：VOP = 5 V, IOP = 0.4 A, D = 0.5 和 L = 22 µH (DPC-HV 7448841220)。此处比较了200 kHz和800 kHz开关频率下的测量结果。正如预期，当在较低开关频率下运行时，由于漏电感上的压降较低，VOS更接近目标电平。

图5

图6显示了在基本规格(VOP = 5 V, IOP = 0.4 A, FSW = 300 kHz 和 L = 22 µH (TDC-HV 76889440220))下，测得的VOS在低占空比(20%)和高占空比(80%)时随隔离负载电流的变化情况。正如预期，较低的占空比导致隔离输出电压的偏差较小。

图6

关于电路元件的影响，输出二极管的正向压降随负载电流变化不大，这与耦合电感漏电感引起的压降形成对比。Würth Elektronik 的 WE-MCRI 1090 系列耦合电感器提供了具有高漏电感和低漏电感的不同型号，针对不同的应用。

对于所提供的每种磁化电感值，除了漏电感外，所有其他参数在两种型号中都保持相同，从而可以直接比较电路中耦合系数的影响。考虑以下规格：VOP = 5 V, IOP = 0.1 A, D = 0.42, FSW = 300 kHz，使用L = 22 µH、耦合系数分别为0.98和0.76(相当于漏电感为0.45 µH和5.6 µH)的WE-MCRI器件的结果在图7中进行了比较。

图7

请注意，“高漏感”耦合电感器在此拓扑中无法使用：仅150 mA负载电流时，输出电压已经下降了超过2.5 V，而“低漏感”型号仅下降了0.2 V。

虽然高漏电感在某些转换器(如SEPIC转换器(参考文献[2]))中可能是有利的，但在带隔离输出的降压转换器情况下，低漏电感对于正确运行至关重要。

结论

在设计带隔离输出的降压转换器时，理解影响次级输出电压的因素并进行相应设计以最小化其影响是关键。正如本文所示，开关频率和占空比等参数，以及输出二极管和耦合电感的最佳选择，都在其中起着关键作用。

作为进一步阅读，Würth Elektronik 的应用笔记 ANP017提供了该拓扑的详细分析、逐步设计示例以及改善隔离输出稳压性能的替代解决方案，有助于更深入地了解该拓扑的运行原理和重要的设计注意事项。