在电动汽车电机领域，有两个不可避免的迫切需求：宽禁带功率电子器件的集成，以及对高精度电机控制技术的需求。一方面，随着200mm碳化硅晶圆生产的成熟以及与硅成本差距的缩小，宽禁带半导体在功率电子领域逐步替代硅的趋势愈发清晰。

另一方面，当需要最高精度的扭矩输出时，电动汽车牵引电机通常采用磁场定向控制或矢量控制。然而，基于宽禁带逆变器的磁场定向控制系统所产生的协同影响往往未被充分探索。本文旨在探讨在电机磁场定向控制中使用碳化硅和氮化镓逆变器所带来的影响(关于将氮化镓逆变器集成到磁场定向控制系统中的文献较为有限)。

矢量控制的优势

常用于电动汽车牵引的永磁同步电机主要采用三种换向方式：

1.梯形波换向：每次给两相通电，专为具有梯形反电动势的电机设计。其结果成本低、转矩高。但我们会看到15-30%的转矩脉动、可闻噪声，以及因突然换向导致的低速控制性能差。

2.正弦波换向：它是对梯形波方法的改进，向所有三相施加平滑的正弦波(相位差120°)，将脉动降低到5-10%。然而，其动态响应受限于对精确位置反馈的要求。正弦波换向也缺乏独立的转矩优化能力。

3.磁场定向控制换向：虽然与正弦波换向在根本上相似，但磁场定向控制将电流回路分为Q轴(转矩)和D轴(励磁)，有助于独立控制转矩和磁通。

梯形波和正弦波换向在精度方面的诸多缺点，促使我们采用磁场定向控制换向。

磁场定向控制是如何工作的?

用户通过伺服控制器控制Q转矩环，而D转矩环则通过将输入设为零来抑制。这一切的核心在于，使用派克变换和克拉克变换，将矢量化的相位角与去参考后的D、Q参考系之间进行相互转换。

克拉克变换将三相量投影到一个静止参考系上：

其中，α是沿静止α轴(与U相轴对齐)的分量，β是沿静止β轴(与α轴正交)的分量，αβ坐标系在空间中是固定的(非旋转参考系)，如图1所示。

图1

接着是派克变换，它将静止分量转换为旋转坐标系下的分量：

其中，d是直轴分量(与旋转参考轴对齐)，q是交轴分量(与d轴正交)，θ是旋转参考系的电角度(弧度)。

θ 的重要性与磁场定向控制的类型

矢量控制涉及将定子磁场与电机中转子的永磁体垂直对齐。需要注意的是，对于永磁同步电机而言，转子磁链角θ对应于转子的电气位置。θ是转子的机械状态变量，而控制器仅直接测量电气量(如定子电压和电流)。因此，必须确定θ;这使磁场定向控制分为两种类型。如果使用转子上的旋转变压器、光电编码器或霍尔效应传感器来测量θ，则称为基于传感器的/直接磁场定向控制。如果在没有物理传感器的情况下确定θ，则称为无传感器/间接磁场定向控制。

无传感器磁场定向控制的工作原理是利用转子磁体产生的反电动势/磁链，这些量在定子绕组中是可检测的。一个数学观测器(例如滑模观测器)可以将测量的电流和电压与电机模型进行比较。提取反电动势的相位来计算θ，然后将其输入到如上所示的克拉克和派克变换中。

图3

确定θ更简单

需要注意的是，虽然通过传感器测量θ可能存在校准误差，但在基于传感器的矢量控制中，获取其值非常简单，且不依赖于电流和电压指标(及其相关误差)。

同样，由电压畸变引起的转矩脉动在这里基本是一个被有效控制的问题——物理编码器独立于电机的电气量提供θ，因此，尽管输出电压存在谐波畸变，坐标变换仍然使用一个干净、无污染的角来完成。因此，转矩脉动虽然存在，但不会反馈到位置估计中并加剧自身。

反馈回路削弱精度

另一方面，在无传感器系统中，电压纹波直接影响转矩纹波。d轴和q轴的耦合是双向且自我强化的。观测器根据测量的相电流重建反电动势，进而重建θ。如果电压纹波在此重建前未被滤除，它们会叠加在基波电流分量上，在观测器看来就像是反电动势信号的波动。这会导致估计的θ产生纹波。

当一个错误的θ被输入派克变换时，d-q轴并未与稳态直流值对齐，而是围绕真实的转子角度振荡。这意味着产生转矩的分量Iq本身就在振荡。波动的Iq指令直接产生波动的转矩输出，因为永磁同步电机的电磁转矩与Iq成正比。因此，转矩脉动通过观测器的反馈回路被放大，因为扭曲电流的相同纹波也扭曲了用于解释该电压的θ。

工程上已做出努力来设计滤波器以消除电压测量中的这些误差，包括低通滤波器、卡尔曼滤波器及其扩展版本等等。当然，这其中存在权衡;相位延迟、直流偏置抑制或动态响应是众多考虑因素中的几个。每种基于滤波器的消除这些电压误差的方法都属于下游校正。

现在，如果逆变器采用(比如)允许更高开关频率的碳化硅mosfet，则基波电流纹波的幅度会减小，从而减弱这个反馈回路并产生明显更平滑的转矩。

宽禁带技术或许能平滑转矩脉动

类似地，氮化镓尤其能实现比硅(300 cm²/Vs)更高的电子迁移率(2000 cm²/Vs);它允许PWM频率高于50kHz，这对磁场定向控制中精确的Id/Iq电流环带宽至关重要。更高的开关频率带来多重好处。即，减小滤波器尺寸和输出纹波。这些反过来又能将效率提升至98-99%，功率密度提升至大于100 kW/L。更快的电子响应缩短了开关时间(例如，上升/下降时间10-50纳秒，而硅为100-500纳秒)。

因此，由于更低的电流纹波(降低50-70%)，电压波形变得更陡峭。这通过观测器或锁相环改进了无传感器磁场定向控制中的反电动势估计和转子角度精度，在低速下实现<1°的误差。

碳化硅的热特性适用于无传感器磁场定向控制

此外，碳化硅等材料更普遍的优势在于其热效率。碳化硅的热导率大约是硅的4-5倍，能够在器件层面实现更有效的散热。宽禁带器件还能可靠地处理高达175-200°C的结温，将散热器尺寸减小30-50%。虽然这些热特性带来的紧凑性和硬件寿命很重要，但对于无传感器矢量控制而言，半导体开关行为随温度的变化特性更为相关。

温度对开关的影响

硅中的拖尾电流阻碍开关

硅IGBT具有双极型电导调制效应：在导通期间，少数载流子被有意注入漂移区以减少电阻损耗。当晶体管关断时，这些载流子需要时间复合和消散，从而增加了开关损耗和时间。此外，这个复合时间不是固定的——它是结温的函数。随着结温升高，少数载流子寿命增加，拖尾电流增大，开关损耗加剧。

因此，使用硅IGBT时，要么需要降低开关频率，要么需要增加死区时间。这两种解决方案都会直接影响无传感器矢量控制中的电压参考。降低开关频率会增加死区时间与周期的比值，从而放大α-β静止坐标系下的五次和七次谐波电压误差，其大小正是由该比值决定的。延长死区时间则会独立地增加电压误差项，具体如下：

这再次使θ的确定出现偏差，但这次是随着逆变器在工作周期中发热而逐渐发生的。

碳化硅的关断开关速度

另一方面，碳化硅MOSFET是单极型多数载流子器件。由于在导通期间没有注入少数载流子，关断时也就没有少数载流子需要复合——开关转换由栅极驱动电路和器件几何结构决定，这两者都是固定的且对温度不敏感。因此，与IGBT相比，由于碳化硅MOSFET完全没有拖尾电流，其关断损耗更低。

碳化硅这种温度“独立性”对电压波形完整性有可量化的影响。由于碳化硅MOSFET的关断dVDS/dt(或简称为关断开关速度)在25°C至175°C范围内(对于10kV额定值的MOSFET)并非温度的线性函数，其值保持在大约10.44 V/ns不变，而硅IGBT的关断速度则具有负温度系数，并随温度升高而降低。因此，使用基于碳化硅的逆变器，磁链观测器可以针对远更可预测的(由温度引起的)电压纹波进行设计，而基于硅的逆变器则无法做到。

然而，关键需要注意的是，开通dVDS/dt仍然与器件的结温有一定程度的依赖关系。然而，关于开通开关速度温度依赖性的文献，就其(对电压波形)的影响仍存在模糊之处。这一现象对无传感器磁场定向控制的直接影响也存在不确定性。

无传感器矢量控制所需的高开关速度

总的dVDS/dt，或开关速度(关断或开通)，这一参数揭示了在逆变器中使用碳化硅MOSFET的一些重要缺点。由于高速开关，碳化硅MOSFET在实际电路中的开关过程容易受到寄生电容的影响，并表现出显著的电流和电压过冲。一项研究表明，在测试电路中，开通dVDS过冲可达323%，而漏源电压开通过冲则达到21.56%。这些过冲会导致显著的电压和电流纹波。

其机制很简单：开关瞬态期间快速的di/dt会在功率回路中的每一个寄生电感(直流母线电感、模块键合线电感以及模块与直流母线电容之间的PCB走线电感)上感应出一个电压：

这些电容是导致电压过冲的原因。对于无传感器矢量控制，这些电压过冲会直接作为偏离指令电压的瞬态尖峰(振铃)出现在逆变器输出电压波形中，作为虚假畸变进入磁链观测器的电压输入，而模型无法将其与真实的电机反电动势区分开来。

拖尾电流曾是硅IGBT的优势

然而，值得注意的是，随着结温升高而恶化电压波形的拖尾电流，过去需要一定程度的关断缓冲来减少电压过冲和振铃。IGBT的拖尾电流导致电流逐渐衰减，限制了关断结束时的di/dt。但是，碳化硅MOSFET没有拖尾。过冲和寄生振铃的幅度明显更高。碳化硅陡峭的关断转换会产生更急剧的电流崩塌，这意味着关断时的di/dt更高。

振铃及其对无传感器磁链观测器的影响

每个开关瞬态之后跟随的振铃，其持续时间由寄生RLC网络(由功率回路电感和器件输出电容形成)的品质因数决定。由于碳化硅MOSFET的高dV/dt和di/dt，与电路寄生参数的相互作用会产生明显的电压和电流振荡。功率回路的过冲和振铃对栅源电压影响很大，并增加了其应力。这种现象常被误认为是驱动电路本身的二次振荡。

在碳化硅支持的高开关频率下(50至100 kHz)，连续的开关事件之间的间隔可能不足以让这种振铃在下一次开关开始前完全衰减。因此，无传感器磁链观测器工作在一个电磁环境中，其特征并非在每个开关时刻存在离散、良好分离的噪声事件。相反，我们看到的是持续、重叠的振荡干扰序列，在整个工作周期内抬高了宽频噪声基底。

寄生导通风险影响电压估计

除了过冲和振铃，碳化硅开关的高dV/dt还引入了一种更隐蔽的失效模式。这特定于半桥逆变器配置：寄生导通或米勒导通。来自振铃的大dV/dt可以通过反馈电容(或称米勒电容)CgD在栅极驱动中感应出电流。这可能会增加栅源电压，并在某些情况下寄生性地导通MOSFET。这会导致直通。当高端开关导通且开关节点电压快速上升时，dV/dt通过CgD耦合到低端开关的栅极。然而，这仅当米勒感应的栅极电压超过低端器件的阈值电压Vth时才会发生。它会短暂地打开一条意外的导通路径，在逆变器桥臂中产生一个虚假的电流脉冲。

对于无传感器矢量控制，寄生导通事件会在该相产生一个电流尖峰，该尖峰在模数转换器采样中表现为一个真实的电机电流事件。这会破坏磁链观测器用于重建反电动势的d-q轴电流测量。

高dV/dt对电压和电流波形有多方面的影响;电压过冲、持续振铃、升高的电磁干扰以及寄生导通风险，所有这些都会导致无传感器磁场定向控制过程中的估计误差。

由于本文讨论的这些注意事项，在使用基于碳化硅的逆变器时，无传感器磁场定向控制的设计不可避免地需要改变。请注意，本文深入探讨了在通过无传感器磁场定向控制驱动的电动汽车牵引系统中采用碳化硅逆变器的理论含义，并未超出学术推测的范畴。