面向 AI 驱动型数据中心不断增长的计算能力需求，需要更新颖的架构和电力系统来降低功耗、简化功率变换与配电子系统，并支持未来的可扩展性。保护器件是配电系统的重要组成部分。在第 1 部分中，我们介绍了固态断路器 (SSCB);而在本系列的第 2 部分中，我们将探讨热插拔器件的作用及其最新进展。

800 VDC 配电

几年前，数据中心的 IT 服务器机柜功耗约为 10 kW，从 12 V 架构转向 48 V(54 V 母线)被视为供电领域的重大改进。时至今日，机柜功耗已升至约 200 kW，预计到本年代末将达到兆瓦级。

现有的源自 415/480 VAC 的 54 V 系统需要大量的铜来分配这种功率水平。据估算，要从 AC/DC 转换点向 12 V 及更低电压的 DC/DC 负载点转换器分配 1 MW 的功率，需要 200 公斤的铜。作为这些数据中心内计算设备 GPU 芯片的主要生产商，英伟达推出了一种 800 VDC 架构，用以替代基于 54 V 的架构。该架构不仅显著提高了效率，还通过减少部分功率变换步骤简化了配电。

该架构的实施必须分阶段进行。现有的基于 415/480 VAC 的数据中心可以在机柜室外下游使用低压 (LV) 整流级，以生成 800 VDC 配电给计算机柜。随着 800 VDC 配电基础设施的成熟，这种变换可以向上游移动，从而进一步提高供电效率(与使用 415 VAC 相比，在相同的铜线上采用 800 VDC 可传输的功率增加 157%)。

图 1 展示了这一初期供电阶段的构想。侧柜包含高压 (HV) 中间母线转换器 (IBC)，用于将电压从 800 V 降至 54 V。最终目标是建立一个完全由直流供电的数据中心。固态变压器 (SST) 将直接将中压交流电转换为 800 V。中间 54 V 转换级也可省去，直接采用 800 V 至 12 V 的 DC/DC 转换器。

图1

热插拔技术

在数据中心，当线路卡需要插入带电背板时，热插拔控制器可提供保护并确保安全供电。初次插入时，卡上已放电的滤波电容器呈现低阻抗负载，可能导致较大的浪涌电流。这种大电流不仅会损坏正在插入的板卡，还会影响驱动该板卡的电源组件，甚至导致整个系统关闭。板卡更换和升级是相当常规的操作，能够单独拔出和更换每块板卡带来了灵活性，并支持在线维修。

如图 1 所示，热插拔保护系统不仅需要用于执行高压到低压功率变换的 IT 计算机柜的输入端，还需要用于侧柜中基于直流电源的供电板，例如与主 AC-DC 电源一同安装的备用电池单元 (BBU) 和电容器组。

通常，一个外部功率器件串联在输入直流电源与板卡供电之间，因此充当主电源开关。该功率器件通常由热插拔控制器控制。热插拔电路的一些关键功能包括：

在板卡插拔条件下管理和限制浪涌电流上升。

欠压锁定 (UVLO) 和过压保护 (OVP)。UVLO 确保驱动的功率器件有足够的栅极驱动，而 OVP 可在负载发生短路 (SC) 时保护该器件。

过温保护 (OTP) 通常通过靠近被驱动 FET 的外部传感器以及控制器内部的集成温度感应来实现。

需要过流保护 (OCP) 以使功率器件工作在其安全工作区 (SOA) 内。正向偏置安全工作区 (FBSOA) 由多个因素决定，下节将详细说明。精确的控制和快速的时序对于在需要时实现平稳关断至关重要。

高压热插拔保护

48 V IBC 需要相对低压的功率 FET(< 100 V)。随着向 800 VDC 高压母线过渡，功率器件的额定电压必须提升至 >1000 V 的范围。虽然 800 V 母线有助于降低进入板卡的输入电流，但当前及未来每个机柜功率水平提升至数百千瓦至兆瓦的趋势，仍导致电流需求达到数百甚至上千安培。另一个因素是功率密度，因为计算机柜内的空间非常宝贵。热插拔电路必须尽可能占用最小的面积。能够实现紧凑冷却方案的创新封装至关重要。

SIC JFET 作为高压热插拔功率开关

SiC JFET 器件具有体沟道和非隔离栅极。这些器件在 VGS = 0 V 时通常是常开型。英飞凌科技公司开发了一系列额定电压为 750 V 和 1200 V 的 CoolSiC JFET 器件。在大多数静态配电应用中，JFET 的关键优势之一是其比导通电阻 RDS(ON)×A(即器件 RDS(ON) 乘以芯片面积)低于具有相同阻断电压的 SiC mosfet。在最近举行的英飞凌宽禁带论坛上，英飞凌杰出工程师 Giuseppe Bernacchia 讨论了该器件在高压热插拔应用中的使用。

正如 Bernacchia 所解释的，有三个基本特性可用于选择热插拔功率开关：

1. 宽安全工作区 (SOA)

宽 SOA 可确保系统稳定性，并允许控制器在浪涌操作期间优化电流水平，以实现安全和速度。在初次插入板卡时，由于板卡上的电容器已放电，功率热插拔器件两端承受了完整的 VDS 电压。即使控制器限制了浪涌电流，功率 FET 在初始阶段仍会承受应力。SOA 取决于多个因素，如 IDS、VDS、功率、RDS(ON)、热阻和工作占空比。

2. 热稳定性

在此线性模式操作期间需要热稳定性。在 MOSFET 中，阈值电压 (VTH) 通常随温度升高而下降。这导致在给定 VGS 下 IDS 增加，即 IDS 呈现正温度系数 (PTC)。另一方面，沟道/体迁移率随温度升高而下降会增加器件 RDS(ON)，导致在给定 VGS 下 IDS 呈现负温度系数 (NTC)。

这两种机制的结果是，器件在 IDS-VGS 曲线上存在一个零温度系数 (ZTC) 交叉点，PTC 区域出现在低于 ZTC 的 VGS 水平。器件在此 PTC 区域工作可能导致热失控，因为增加的电流和温度会形成一个正反馈循环。在线性模式下，当控制器限制流过功率 FET 的电流时，器件可能接近亚阈值区工作。这也使得系统依赖于功率 FET 中 VTH 的变化和离散性。SiC JFET 器件作为一种体传导器件，通常仅呈现 NTC 响应，因此更加稳定。

3. 静态 RDS(ON)

静态 RDS(ON) 必须很低以最小化导通损耗，因为在正常条件下，功率器件基本上是始终导通并串联在电流路径中。宽禁带 (WBG) 器件在宽 SOA 和低 RDS(ON) 之间提供了更好的权衡。

Si MOSFET vs. SiC MOSFET vs. SiC JFET

图 2 展示了 Si CoolMOS、SiC MOSFET 和 CoolSiC JFET 器件的 FBSOA 特性比较。

图2

如图 2 左上角所示，功率器件以恒定充电电流 Ichg 对热插拔电容器 COUT 进行线性充电。其初始 VDS 很高，随着电容器充电并达到 VBUS 电压而下降。

Ichg 需要处于功率器件的直流 FBSOA 范围内，如图 2 右角所示。比较表明，SiC JFET 在最大 VDS 下允许高得多的 Ichg，这是其在线性模式下具有更好热稳定性的结果(如上所述)。

尽管 SiC JFET 的 RDS(ON) 温度系数高于 SiC MOSFET，但它在 RDS(ON)×A 和 FBSOA 方面的优势使其成为高压热插拔功率开关应用的首选方案。