在本文中，我们将对BJT电路进行一些测试和仿真，以调节输出电压。这些方法现在已经不再使用，因为晶体管工作在线性模式会导致效率低下。不过，它们的实现相当简单，可以让我们快速搭建出可调电源。

构建线性可调电源

在上一期课程中，我们了解了晶体管如何作为电源开关(开/关)工作。然而，BJT最经典的应用之一是其工作在放大区(或线性区)，此时元件 behaves like a controlled variable resistor。

本文将学习如何将功率BJT配置为射极跟随器，以构建一个稳定且可调的线性电源。在线性可调电源中，BJT作为串联调整元件工作：它将输入和输出电压之间的差值以热量的形式耗散掉。这意味着，对于大电流或大电压差的情况，需要安装合适的散热器。

这种方案的主要优点是输出纹波低、电压质量高。缺点则是效率有限，特别是当输出电压远低于输入电压时。如果输出从高输入电压调整到低输出电压，效率会骤降至非常低的水平。射极跟随器BJT电路简单、坚固且具有教学意义，是理解线性可调电源工作原理的良好途径。对于可调电源来说，工作在线性区具有显著优势：

输出电压的连续模拟控制

低输出阻抗

对负载变化的快速响应

与开关稳压器相比电路更简单

射极跟随器配置的特点是电压增益接近1，电流增益高。在这种模式下，发射极电压“跟随”基极上施加的电压，两者相差一个典型的基极-发射极结压降，通常在0.6V至0.7V之间。

如图1所示，要将一个简单的晶体管改造为电源，需要四个基本模块：

一个未经稳压的直流源：可以是变压器后接整流桥和滤波电容，或者一个电池

一个可变电压基准，通常通过电位器(作为分压器)或齐纳二极管获得

一个功率级(BJT)，用作“缓冲器”，为负载提供所需电流，同时不加重电位器的负担

实际负载

图1

电位器获取输入电压的一部分，并将其施加到BJT的基极。BJT利用其电流增益，从基极吸取一个小电流，来控制一个从集电极到发射极的、大得多的电流。负载连接在发射极和地之间。

在线性区工作意味着BJT必须将输入和输出电压之差乘以负载电流所得到的功率，以热量的形式耗散掉。耗散功率用以下公式计算：P = (V_in - V_out) * I_load

例如，如果输入电压为20V，输出电压为5V，负载消耗2A电流，那么晶体管将需要耗散30W的功率。如果没有合适的散热器，元件温度会迅速达到其上限。

电源稳压器

第一个电路原理图如图2所示，它使用一个齐纳二极管来产生一个固定且稳定的输出电压。

图2

然后使用射极跟随器来降低输出阻抗，并且可利用晶体管的电流增益来提高可用的输出电流。该电路是一个24V转12V的降压电路，由24V电压源、为齐纳二极管提供偏置的电阻R1、2N3055功率晶体管Q1 (115W)、1N5350B齐纳二极管D1 (5W) 和负载R2组成。

齐纳二极管D1的电压设置为所需的输出电压，但由于基极-发射极电压差，实际输出电压会低约0.7V。电阻R1为齐纳二极管提供偏置。主要节点的工作电压已在图中标出。下表显示了在使用不同负载时的主要测量值：

该表展示了当Vin保持在24V不变时，BJT线性电源随负载变化的特性。

注意，随着负载电阻减小，电流增大，输出电压显著下降，这表明晶体管进入了高耗散状态。在这种情况下，输送给晶体管Q1的功率达到56.6W，效率急剧下降到28.3%，凸显了线性稳压器在重负载下的典型局限性。

在中等负载下，输出稳定在12V左右，晶体管上的耗散降低，效率提高到约49%。在轻负载下，电流进一步下降，耗散功率也随之下降，但效率仍保持在45%左右。

因此，该表证实，在射极跟随器线性稳压器中，效率很大程度上取决于输出电流和Vin-Vout压差，而晶体管的损耗是主要贡献者。

图3显示了上述仿真中负载变化时的一组波形图。

图3

第一个图显示了晶体管的基极电压和电源的输出电压。理想的负载值应大于5欧姆。电压差保持相当恒定，表明在线性区稳压效果良好。

第二个图显示了集电极电流，它与负载电流相同。当负载减小(电阻降低)时，电流增加到约4A。当电阻增加时，电流逐渐减小。因此，晶体管充当了调节输出电流的串联元件。

第三个图显示了晶体管的功率耗散，在低负载时最高(超过70W)，并随着电阻增加而迅速减小。这是线性稳压器的典型行为：耗散随电流和Vin-Vout电压差的增加而增加。

最后，第四个图显示了电路的效率百分比。效率在中度负载时迅速上升到约50%，然后在高电阻时略有下降趋势。总体而言，效率仍然有限，这是线性电源的一个特点。对于24V输入电源，最佳性能负载约为5欧姆。然而，在这种情况下，其效率从未超过50%，这表明这种类型的电源不实用。

相反，如果Vin-Vout压差较小，效率可以更高。输出端可用的最大电流主要受晶体管耗散功率的限制。Vin-Vout压差越小，允许的电流就越大。功率晶体管始终需要合适的散热器。

在这种类型的电源中，齐纳二极管只是一个基准元件，而稳压功能由功率晶体管执行，晶体管与被稳压的负载串联。这样，整流器提供的电压与稳压后的输出电压之间的差值就加在了晶体管上。

晶体管的发射极电压(在此即对应于输出电压)与其基极电压相差一个恒定的V_BE值，约为0.7V。通过稳定功率晶体管的基极，我们也就有效地稳定了其发射极电压，从而稳定了电源的输出电压。

在齐纳二极管两端并联一个电容可以进一步降低任何纹波信号。如果单个晶体管的放大倍数不够，可以将两个晶体管级联成达林顿配置。在这种情况下，总电流放大倍数是两个晶体管放大倍数的乘积。然而，这会引入一个双倍的VBE压降(约为1.4V)，从而减小了低端的调节范围。

带电位器和晶体管的可调电源

在前一个电路的基础上，我们现在可以构建一个简单的可调电源。看图4中的电路。

图4

电位器提供一个可变电压(作为分压器)。输出电阻被减小了，减小因子等于晶体管的电流增益。晶体管的发射极负载就是电源的负载。负载上的输出电压等于所施加的基极电压减去基极-发射极压降(约0.7V)。始终确保不要超过晶体管的最大电流或额定功率。

对于给定的负载电流，输出电压越低，晶体管上的功率耗散就越大。如果添加一个功率晶体管组成达林顿对，电路会变得更具通用性。在这里，输出电阻根据所添加晶体管的电流增益被进一步降低。如前所述，在这个电路中，v(in)和v(out)节点之间的电压差至关重要。这个值越低，晶体管耗散的功率就越少。

现在让我们来看看图5中的波形图。

图5

这两张图显示了当输出调整电位器的位置(0-48V)对不同阻值(5、10、15、20和30欧姆)变化时，2N3055晶体管的功率输出及其效率。上面的图表示2N3055晶体管耗散的功率(瓦特)。

其趋势是抛物线形的，功率随电压增加到最大值，然后下降。在这种情况下，峰值出现在分压器电压约为25-30V时，这是存在有源元件时非线性功率传输的典型特征。较低的负载(5欧姆)会吸收更多电流，导致晶体管承受更大应力。下面的图表示电路的效率，以百分比表示。

如图所示，效率几乎随电压线性增加。在低电压下，即当输入节点电压V(in)和输出节点电压V(out)之间存在较大差异时，损耗占主导地位，因为晶体管必须耗散大量功率。在高电压下(当V(out)接近V(in)时)，效率接近高值(>90%)。

模拟电压调节

使用工作在线性区、配置为射极跟随器的功率BJT，是理解模拟电压调节原理的基本教学方法。输出电压将始终比基极电压低约0.7V。

使用QSPICE进行的仿真清楚地凸显了这种架构的优点和局限性：电路简单、输出阻抗低、瞬态响应出色、纹波小，但其代价是效率本质上有限。晶体管上的耗散是主要的限制因素。功率损耗随负载电流和Vin-Vout压差的增加而增加，因此需要合适的散热器和热保护。

图形显示，只有当输出电压接近输入电压时，效率才会提高;而在严苛条件下，效率可能急剧下降。尽管高效率的开关稳压器已经出现，BJT线性电源仍然是实验室中可行的解决方案，因为在对电源的纯净度和稳定性要求高于节能要求的场合，它依然适用。