电网现代化被认为是满足未来电力需求的关键要求。直流电网提高了功率变换和配电效率，并且与分布式可再生能源和电池储能系统具有更好的兼容性。固态断路器(SSCB)被认为是直流配电系统中必不可少的故障保护装置。本文总结了基于碳化硅(SIC)半桥(HB)功率模块的SSCB设计与验证研究。

SSCB在直流电源故障保护中的优势

在传统的交流电力系统中，发生短路时，线路电感会呈现与工频相关的阻抗。这会限制故障电流，从而使保护装置能够切断大电流通路。电流的自然过零点使得采用带灭弧功能的机械断路器成为可能。

在直流系统中，故障电流以取决于线路电感的压摆率线性增加。直流网络低阻抗和大容量母线电容可能会产生快速、高幅值的故障暂态过程。因此，快速分断对于保护敏感负载至关重要。

SSCB基于半导体开关，可实现无电弧的电流分断，其速度可比机械断路器快多个数量级。无活动部件以及具备远程监控和通信功能的智能化、可编程断路器能力，是SSCB的其他关键优势，这些优势可以增强直流电网的韧性和可靠性。

基于SiC半桥的双向SSCB

对于给定的芯片面积和额定电压，碳化硅(SiC)等宽禁带(WBG)半导体比硅(Si)具有约10倍的导通电阻优势。在雪崩能力、短路耐受、温度循环以及低泄漏、高温稳定性等关键可靠性指标上的显著提升，加之在>1 kV额定值下可用mosfet和JFET等低电阻器件，使得它们作为保护装置在MVDC配电网络中越来越有吸引力。

当功率可以双向流动时，就需要双向SSCB。这在直流微电网、并网储能系统以及车辆到电网(V2G)电动汽车充电系统等应用中是一个要求。例如，可以通过MOSFET的反串联连接来实现SSCB的双向性。虽然这样在两个方向上都实现了电压阻断，但缺点是增加了导通损耗。商用SiC模块通常采用半桥(HB)配置。目前，许多功率器件制造商都提供商用的大电流SiC半桥功率模块。这些模块通常比分立器件具有更好的寄生参数控制和热性能，尤其适用于大电流应用。

美国阿肯色大学的宋晓青教授、赵悦教授及其团队利用商用SiC半桥功率模块设计并验证了一种双向SCCB。他们的工作得到了阿肯色研究联盟(ARA)影响力资助项目的支持。

如图1所示，两个3.3kV的半桥SiC功率模块并联连接。

图1

端子T1和T2是并联HB模块的传统交流节点。在此应用中，直流电流在这两个节点之间被切断，电源和负载分别连接到其中一个节点。功率可以从T1流向T2，反之亦然。内部的DC+/DC-端子交叉连接。

在图1所示的实施方案中，一个金属氧化物压敏电阻(MOV)组跨接在T1/T2端子上，用于吸收故障能量并在分断期间钳位过电压。图1描绘的四种工作模式是：

图1(a)所示的正常工作模式需要导通所有4个MOSFET，从而在T1和T2之间建立两条并联的电流路径。MOV的转折电压设置得高于这些节点间的电压(VT1T2)，因此MOV不导通。

图1(b)描绘了T2侧发生故障的情况。控制器比较电流传感器(图1中未显示)检测到的电流，以确定脱扣阈值并启动分断序列。

图1(c)所示的分断过程涉及关断所有4个MOSFET。这迫使VT1T2升高。一旦VT1T2超过MOV的转折电压，MOV组就会钳位VT1T2，同时也为故障电流提供一条通路。该故障电流将随着线路电感被充电而衰减。在这种MOV钳位状态下，SiC MOSFET的额定值必须能够维持阻断能力。例如，如果电流从T1流向T2，则S1b和S2a提供电压阻断，而S1a和S2b上的反并联二极管则处于导通状态。当功率流向相反时，这些角色互换。

图1(d)显示了故障后隔离状态，MOV恢复到其高阻抗状态。一旦控制器确定故障情况已清除，它可以重新将SCCB设置回图1(a)的状态。

该电路的验证使用了1.4 kV、600 A的电源，1.2 kA的故障脱扣设定值，额定值为3.3 kV、600 A的SiC HB模块，以及在1.2 kA下钳位电压为2.94 kV的MOV组。六个额定电流为200 A的MOV并联构成MOV组。选择SiC器件的额定值，使其相对于MOV钳位电压与母线排环路产生的电感过冲之和具有足够的裕量。验证原型展示了在180 µs内完成分断。

MOV放置位置的权衡

一项后续研究[1]探讨了在此SCCB中MOV放置位置所涉及的权衡。图2描绘了所研究的两种方法。前一节讨论了如图2(a)所示的放置在T1/T2端子之间的方式，而图2(b)所示的另一种设计则将MOV组跨接在公共的DC+/DC-母线上。

图2

将MOV放置在线路间(拓扑1)的优点是分断过程不依赖于被分断功率流的方向。所有四个MOSFET同时关断导致VT1T2升高，由于MOV直接跨接在这些端子上，从而创造了MOV钳位条件。

然而，图2(b)所示的拓扑2依赖于通过导通对角线位置的两个MOSFET来建立故障电流路径。例如，如图2(b)所示，当电流从T1流向T2时，需要导通S1a和S2B。这使得电流能够被导入以直流为参考点的MOV组。一旦电流衰减到一定阈值以下，这些MOSFET就可以被关断。因此，这需要一个具有方向感知的换流过程。

这种拓扑2的优势如图3所示。图中显示了两种MOV放置变化下频率相关环路电感的ANSYS 3D仿真结果。由于环路面积较大，拓扑1的MOV放置导致更大的电感(在10 kHz时为83 nH)。此处的MOV盘片通过连接在T1和T2端口之间的铜母线排并联。而拓扑2可以采用层压铜母线排，在DC+和DC-板之间有一个中间绝缘层。这允许直流到MOV环路中的正向和反向部分紧密耦合，将在10 kHz时的电感降低到仅5 nH。

图3

使用与前文所述相同的实验参数对拓扑2进行了验证。图4显示了MOSFET S2a在进入阻断模式时其漏源极电压(VDS)过冲的比较。对于拓扑1，观察到3.3 kV的过冲，而对于拓扑2，过冲降低到了3.1 kV。

图4

拓扑2改善的过冲性能伴随着需要方向感知换流所带来的额外设计复杂性。虽然拓扑1中的过冲可以通过增加MOSFET的外部栅极电阻(Rg)来降低，但这会带来分断过程的延迟，导致峰值故障电流增加。在具有低线路电感(可能产生高故障电流斜率，约100 A/µs)的MVDC系统中尤其如此。文献[1]的作者进行的一项比较表明，虽然将Rg从4.7 Ω增加到20 Ω可以将过冲从3.4 kV降低到3.0 kV，但由于检测延迟(Δtd)增加了约0.6 µs，峰值故障电流可能会增加 di/dt * Δtd。