随着生成式人工智能的兴起，服务器机架的功率密度已超过每机架100千瓦，而数据中心的IT总负载则达到数十至数百兆瓦[1]。为了满足80 Plus钛金能效标准的严苛要求(即在230 VAC输入下，50%负载时效率大于96%，100%负载时效率大于94%)，需要一种既能最小化导通损耗和开关损耗，又能保持磁性元件紧凑的PFC拓扑结构。

三电平飞跨电容无桥图腾柱PFC(3L-FC-BTP-PFC)正是满足这些要求的一种架构。本文将概述这种拓扑结构，重点关注基于宽禁带(WBG)半导体的实现方案。该方案结合了多电平转换的典型优势与WBG功率器件低损耗的特性。

为何采用多电平PFC?

传统的两电平无桥图腾柱PFC相比传统的桥式PFC拓扑有了显著改进[2]。然而，其高频(HF)开关臂承受着完整的直流母线电压(在服务器应用中通常为400V)。因此，会产生显著的开关损耗，并且需要较大的PFC电感，因为在每个开关周期内，完整的直流母线电压都施加在电感上，导致较大的伏秒积。

3L-FC-BTP-PFC解决了这两个局限性。通过在HF开关臂的内部开关节点之间插入一个飞跨电容(图1)，该拓扑在电感端生成了三电平开关波形。这带来三个主要影响：

电感感受到的有效开关频率加倍。(fsw，eff = 2·fsw。更一般地，fsw，eff = N·fsw，其中N = 电平数 – 1。)

电感上的电压摆幅减半(Vbus/2 而非 Vbus)。

HF开关臂中可以使用额定电压更低的开关器件。

这三种效应的结合，使得与工作在相同开关频率下的传统两电平PFC设计相比，电感量降低了4倍。这进而使磁性元件的体积和成本大约降低60%。

或者，如果设计人员选择将开关频率减半而不是减小电感，那么与两电平设计相比，半导体开关损耗将更低，同时磁性元件尺寸仍然更小。

如图1所示，该拓扑由三个互连的级组成。

图1

低频(LF)臂 包括两个低频晶体管(例如，标准硅mosfet)，它们以50Hz或60Hz的交流线路频率开关。它们作为同步整流器，根据交流输入的正半周或负半周来控制电流方向。

高频(HF)臂 包括两对串联连接的高速晶体管(通常是WBG器件，如SIC或GaN)，开关频率在100 kHz以上。该臂负责主动功率因数校正和电压调节。

飞跨电容 Cfly 放置在快速臂的串联开关之间，充当中间储能缓冲器。

在传统的升压转换器中，开关管承受完整的400V输出电压，导致较高的开关损耗。然而，通过堆叠快速臂中的开关管并利用飞跨电容来分压，开关节点只需承受母线总电压的一半(例如200V)。

飞跨电容被主动平衡并充电至直流母线电压的一半。在运行期间，控制器将PFC电感交替连接到地、飞跨电容或完整的直流母线。这在开关节点生成了 +Vbus， +Vbus/2， 0 的三电平电压波形。

在半个时间内将一半电压施加在PFC电感上，所需的伏秒数减少了4倍。这反过来又允许使用显著更小的电感和更小的EMI滤波器占用空间。此外，由于开关管只处理部分电压，并且 inherently 经历较低的 dV/dt 和 dI/dt 转换，开关损耗和EMI损耗也显著降低。

最后，在三电平拓扑中使用GaN或SiC器件，电源可以轻松达到80 Plus钛金标准。

器件选择

设计3L-FC-BTP PFC级时最相关的选择之一是HF臂中开关器件的电压额定值。由于它们只承受 Vbus/2(稳态时约为200V)，因此400V级的SiC或GaN开关管比650V器件具有显著更优的优值系数(Figure of Merit)。这直接转化为更低的导通损耗和开关损耗。

图2

英飞凌的CoolSiC G2 400/440V MOSFET [3] 可成功用于此应用(图2)。该公司围绕 IMT40R025M2H [5] 构建了一个3.3 kW参考设计 [4]。

该方案在265 VAC输入下实现了99.26%的峰值PFC效率，全电源效率达97.64%，在所有线路条件下的峰值PFC效率均超过98.9%。与等效的两电平交错式设计相比，实测效率增益始终超过0.3个百分点(图3)。

图3

一个重要的实际考虑因素是该拓扑中400V额定器件在启动时的行为。在冷启动期间，在飞跨电容预充电之前，当 Vac，rms = 305 V 时，外部HF臂开关管可能短暂承受约431V的漏源电压。

这是一种单次、非开关应力，在10，000次启动循环中仅持续几毫秒。英飞凌通过引入额定电压为440V的CoolSiC G2器件解决了这个问题，该器件满足IPC-9592B标准对于此瞬态条件下95%降额的要求，同时在正常工作时(VDS，nom = 200–225 V)保持50%的降额。

GaN功率器件也非常适合这类拓扑。德州仪器的参考设计 PMP41166 [6]，一个3.6 kW三电平飞跨电容图腾柱无桥PFC，在HF开关臂中采用了 LMG3522R030 [7] 650V-30mΩ 顶部散热GaN器件，集成了驱动器和保护功能。

该方案(图4)在230 VAC输入下实现了99%的峰值效率。集成的驱动器无需为HF臂开关管单独使用隔离式栅极驱动器，降低了BOM的复杂性。

图4

该领域的其他GaN供应商包括EPC(高效功率转换公司)，该公司提供针对高频开关优化的增强型GaN器件。EPC进一步增加了电平数，提出了一种四电平、CCM、FCML、基于GaN的图腾柱PFC [8]。该方案在硬开关连续导通模式(CCM)下实现了99%的效率，提供3kW的输出功率和400 VDC的输出电压。

EPC开发的原型(图5)实现了99.25%的峰值效率、99.1%的满载效率以及104 W/in³的功率密度，在强制风冷条件下工作，无需散热器。请注意，该方案需要六个HF开关管(图5中突出显示的三对)，因为 #HF开关管 = 2·(#电平数-1)。

图5

设计挑战

尽管具有效率优势，但3L-FC-BTP-PFC引入了一些在较简单拓扑中不存在的设计挑战。

第一个涉及飞跨电容的预充电和平衡。在启动时，如果飞跨电容电压为零，内部HF臂开关管将承受完整的直流母线电压。为了克服这个问题，需要采用合适的预充电策略。

这些策略包括：使用TVS二极管的无源钳位、通过互补方式驱动外部臂MOSFET并利用Qoss注入的基于固件的预充电，以及无需固件干预即可自主运行的基于硬件的有源电流源电路。

英飞凌的3.3 kW参考板采用了后一种方法，即一个正在申请专利的受控电流源电路(US 18/771097)，该电路带有迟滞比较器和启动LDO，可在PFC开始运行前将飞跨电容预充电至 Vbus/2，且不依赖于控制固件或偏置电源的可用性。

关于飞跨电容，必须仔细选择其容值。所需的电容量与峰值电感电流成正比，与开关频率和允许的电压纹波成反比。

栅极驱动器供电是另一个挑战，因为内部HF臂开关管相对于外部臂悬浮在 Vbus/2 电位上。英飞凌的参考设计使用一个振荡器，搭配嵌入在PCB中的多绕组平面变压器(基于廉价的EQ14.5铁氧体磁芯)，同时为所有四个隔离式栅极驱动器供电。这种方法确保所有驱动器在正常和异常工作条件下(包括瞬态和故障状态)都能保持供电。

图6

数字控制

在高性能服务器PSU实现中，对PFC和DC-DC级进行全数字控制是标准做法。英飞凌采用XMC4200微控制器来实现PFC电流和电压控制环路、通过专用P控制器(作用于PWM占空比)实现的飞跨电容电压平衡、逐周期过流保护，以及利用线路周期跌落检测和baby-boost功能实现的保持时间延长。

德州仪器使用其TMS320F28P55X C2000实时微控制器来实现等效功能，包括使用AMC1306隔离式Σ-Δ ADC实现精度低于0.5%的电能计量。EPC参考设计则依赖TI TMS320F28379 C2000微控制器。

商用现货(COTS)解决方案

对于希望加快产品上市时间，而无需从头开始开发3L-FC-BTP-PFC固件和硬件的OEM厂商，ICERGi提供了基于此拓扑的商用现货(COTS)PFC模块。

一个例子是3K3W 3L BTP SiC PFC评估板(图6)。该方案在HF开关臂中集成了四个400V IMT40R025M2H SiC MOSFET，在整流级采用了低导通损耗的600V CoolMOS CM8器件，ICERGi的隔离式栅极驱动器 IC70101，以及一个Arm Cortex-M0+ STM32G071KB MCU。

该板卡以可变开关频率(45.8 – 65.2 kHz)工作，并支持动态输出电压控制(355 – 430V)。此解决方案专为需要高效率(ηpeak ≈ 99.3%)和高功率密度(120 W/in³)的应用而设计，例如高端AI服务器和电信电源。